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      LED恒流驱动电路中恢复二极管的选择

      作者:海飞乐技术 时间:2017-06-09 16:33

        在全球能源短缺的背景下,节能已成为全球热议的话题。2011年我国耗电总量46928亿kWh,其中照明用电占12%,约5631亿度,可见在照明领域的节能有着重要的效益。
        LED的亮度与通过它的正向电流成正比。从LED的伏安特性可知,当采用恒压供电时,电源电压的波动会引起LED电流较大的变化;另外LED伏安特性有具有负温度系数的特点,工作过程中随温度的升高,亮度会减小。实际应用时,一般采用多只LED串联方式,不同厂家或同一厂家的LED离散性较大,为了保证串联LED有相同的亮度,延长LED寿命,恒流驱动是理想的选择。
        文章针对实际应用中的一种3W白色LED恒流驱动电路,由于续流回路恢复二极管的选用问题,造成器件发热,无法满足设计要求,通过器件工作原理的仔细分析,找到了问题并得到了解决。
       
        1. 问题引出
        LED恒流驱动电路一般由PWM芯片、MOSFET管、电感及续流恢复二极管构成。图1为一神实际应用中的电路原理图,恒流驱动由PWM芯片U1(HV9910B)、 MOSFET管Q1、3W 白 色 LED D3.、快恢复二扱管D2、电感L3、工作频率选择电阻R1、电流采样电阻R2、R3、R4及滤波电容C6~C9组成。
        设计要求恒流电流为630mA,D2设计初期选用了快速恢复二极管FR207,通电工作时,发现LED回路电流约200mA,LED亮但亮度不够,此时D2、R2、R3、R4、Q1管发热严重。

      图1  3W LED照明电路原理图 
      图1  3W LED照明电路原理图
       
        2. 工作原理
        HV9910B是Supertex公司在2007年推出的一种高效的PWM控制的LED驱动器,其供电电压范围为DC8V~DC450V,开关频率高达300kHz,可以外接电阻设置。LED由恒流驱动,输出电流由数mA至1A。
        图2是HV9910B的内部框图及典型应用电路。直流电压直接加于VIN脚,当VDD脚超过开启阈值后,栅极驱动器工作,GATE脚输出电压使MOSFET管导通并运行在开关状态,MOSFET管的源扱接电流检测电阻Rcs,其电压加于CS脚,当该电压超过峰值电流检测阈值时,栅极驱动信号终止,MOSFET管截止由于阈值电压内部设定为250mV,所以,MOSFET管峰值电流由检测电阻Rcs决定。
      图2  HV9910B的内部框图及典型应用电路 
      图2  HV9910B的内部框图及典型应用电路
        外接电路说明:Q代表MOSFET管;D代表续流回路快恢复二极管;L代表回路电感;Rosc代表频率设定电阻;LED代表发光二极管。
        由于MOSFET管工作在开关状态,导通时,电感充电电流上升截止时,电感放电电流减小显然,电流到达峰值的时间与电感选用有关系。严格地说,经过LED电流是脉动起伏的,不是直流,其平均值与电感值有关。根据电感电流是否连续可以分成如下三种模式,见图3。这三神工作模式各有优缺点,按实际情况进行选用。a模式电流变化范围小,具有较小的磁滞损耗,一般工作频率较高,功率管的开关损耗大,电源电压变化对应的电流精度高;c模式电流变化大,具有较大的磁滞损耗,一般工作频率较低,功率管的开关损耗小,电源电压变化对应的电流精度低;b模式介于这两种模式之间,同时具有这两种模式的优缺点。对应市电应用的场合,负载功率高时,建议选用a模式,负载功率适中可选用b模式,负载功率低则可选用c模式。文章中实际电路选用了a模式。
      图3 电感工作模式 
      图3 电感工作模式
       
        3. 问题分析
        图1中采用恒定频率的工作模式,电流采样电阻Rcs(由R2、R3、R4并联组成),Rl1电阻阻值为100kΩ,工作频率为200kHz。
        通电后,U1的GATE管脚输出高电平,Q1导通,+24V电源电流经滤波器件后到U1管脚1,再经D3、L3、Q1、Rcs流回24V地,此时是电感L3储能过程;U1通过电流采样电阻Rcs检测其两端的电压,当电压达到250mV时,U1的GATE管脚输出低电平,关断Q1?;芈分杏捎诘绺蠰3存储了电能,当Q1关断后,L3将释放其储能,释放回路为电流从L3的一端流出,经D2、D3,最后回到L3的+端,维持D3继续发光。
       
        3.1 快恢复二极管恢复特性
        二极管和一般开关的不同在于“开”与“关”由所加电压的极性决定,而且“开”态有微小的压降,“关”态有微小的电流。当电压由正向变为反向时,电流并不立刻成为-Io,而是在一段时间ts内反向电流始终很大,二极管并不关断;经过ts后,反向电流才逐渐变小,再经过tf时间,二极管的电流才成为-Io,二极管关断,如图4所示。ts称为储存时间,tf作为下降时间,trr称为反向恢复时间,以上过程称为反向恢复过程,这实际上是由电荷存储效应引起的。反向恢复时间就是存储电荷耗尽所需要的时间。
      图4 二极管的反向恢复时间 
      图4 二极管的反向恢复时间
        图5是引用超快恢复二极管ESID的使用手册中的关断特性曲线和测试电路。从图中可以看出,ESID反向恢复时间35ns,比普通二扱管的恢复时间要短得多,同时ts也要小。
        图5二极管的反向恢复时间测试。
      图5 二极管的反向恢复时间测试 
      图5 二极管的反向恢复时间测试
        从图4、5可知,由于反向恢复过程存在,当二极管的两端电压由正向变为反向时,二极管并不马上关断,经过trr后才真正关断。
       
        3.2 MOSFET管导通特性
        图6是MOSFET管的开关时间测试电路与波形。
      图6  MOSFET管开关时间测试 
      图6  MOSFET管开关时间测试
       
        3.2.1 开启时间ton
        当VGS由低电平变为高电平时,MOSFET管导通,VDS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是开启时间,包括VGS导通延时间td(on)和VDS的导通时间tr。即
      Ton=td(on)+tr
       
        3.2.2关闭时间toff
        当VGS由高电平变为低电平时,MOSFETF管截止,VDS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是关断时间。包括VGS关断延迟时间td(on)和VDS的关断时间tf。即
      toff=td(off)+tf
        通常情况下,toff>ton,开关时间一般在纳ns数量级,高频应用时需考虑。
       
        3.3 问题原因
        由于恢复二极管trr的客观存在,图1中电路的实际工作过程如下:
        工作阶段:U1中GATA输出高电平,经过ton时间后,Q1导通,D2关断,24V电源从正流出,经滤波电路后到U1管脚1,再经D3、L3、Q1、Rcs流回电源负端。此时L3充电储能。
        续流阶段:U1中GATA输出低电平,经过toff时间后,Q1关断,D2正向导通,电流从L3的+端流出。经D2、D3,最后回到L3的一端,电感释放储能。
        纯消耗阶段:Q1导通,D2处于trr阶段,24V电源从正流出,经D2(D2反向导通),Q1、Rcs回到电源负。RCS阻值为0.4 Ω,此时回路电流很大(24/0.4=60A),且能量全部转换为热能,消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上,引起器件的发热。
        文章中电路工作是工作阶段、续流阶段、纯消耗阶段三种阶段周而复始的循环过程。纯消耗阶段越短,电流流经D3回路的时间越长,装置效率越高。
        文章中电路初期设计中,选用了快恢复二极管FR207,trr为150ns,当MOSFET管工作频率为200kHz时,即周期为5 µs,根据图3中的描述,电感电流工作在连续的模式,此时在一个周期中,占空比略大于0.5,也就是说trr为工作阶段的6%(0.15/2.5= 0.06),另外纯消耗阶段回路电流(60/0.63≈10)约为其他阶段的10倍,正是FR207的trr太大造成了器件发热,效率低,达不到设计要求。
       
        3.4 问题的解决
        将FR207更换为E81D后,纯消耗阶段缩短了4倍,问题解决实际上将E81D更换为肖特基二极管SS1100效果更好,用测试设备测试FR20、ES1D、SS1100的恢复时间,结果SS1100最短(约为10ns),同时验证了本章的分析。
       
        4. 结论
        在由PWM芯片实现的LED恒流驱动电路中,续流回路二极管应该选用trr短的快恢复二极管,当电压低时,尽量选用肖特基二扱管。通常情况,我们常?;岷雎缘舸肯慕锥蔚拇嬖?,真正理解了二极管的反向恢复特性,才能设计出合理的电路,另外当二极管在较高频率当作“开关”使用时,如果反向脉冲的持续时间比trr短,到二极管在正、反向都可导通,起不到开关作用,即二极管的单向导电性在一定的频率范围内是正确的。




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